参考文献/References:
参考文献[8]中有详细的介绍。在
参考文献[9-10]中,提出了总能量控制和上、下桥臂之间的相位平衡的方法。
参考文献[8]中的控制系统要求每一个桥臂电容电压的总输出,以及个别桥臂的子模块电容电压的相关测量。基于每个换流器的桥臂能量存储估计的开环控制系统通过输出电流解决了这个问题 。相较
参考文献[9]中的方法,这种简单的方法有很好的效果,可获得精确的电容电压平衡和控制。但是
参考文献[9-10]中的控制系统都需要通过精确的排序和选择过程来均衡子模块的电容电压。
1 MMC的拓扑结构
1.1 主要原则
MMC的拓扑结构[2]如图1所示, DC+处总电压为总的桥臂电压μ∑CU,DC-处总电压为总的桥臂电压μ∑CL,换流器的每相由2个桥臂组成,每个桥臂有N个子模块,这些子模块都各有一个直流电容器。根据调制器的切换模式,通过嵌入和旁路电容器产生输出电压。负载电流流过子模块内部电容器从而改变电压,相当于改变它们的内能。这种结构可以使子模块内的电容电压平衡,满足了换流器的正常运行要求。
图1 MMC的拓扑结构
1.2 描述分析
在分析中,换流器的桥臂被当作连续不断的可控电压源。理想状态是当换流器的桥臂有多个子模块和换流器工作在合理的高开关频率中。电流流过两相桥臂后为输出电流iv的一半,除此之外,一个电流元件idiff,它流过了整个换流器的阀角并在直流侧循环流动,同时也流过一个低阻抗的直流源侧eD及同边的两相或者三相换流器。
式(1)给出了一个总的桥臂电压uCU、uCL和单个桥臂的不同电流idiff的描述 。给出的值有输出电流iv、直流电压uD、子模块数nu和nD、无源元件Rarm、Larm及CSM。(d)/(dt)(idiff
uCU
uCL)=
(-(Rarm)/(Larm)-(nu)/(2Larm)-(nL)/(2Larm)
(nu)/(CSM)0 0
(nL)/(CSM)0 0)(idiff
uCU
uCL)+((uD)/2
(nu)/(2CSM)iv
(nL)/(2CSM)iv)(1)通过调控调制器每个桥臂的基准电压,可以控制好环形电流idiff,且输出波形不受干扰。输出电压通过桥臂电感器控制环路电流。基于之前的描述,每个桥臂变化的总能量存储可被描述为基准输出电压ev,udiff是通过桥臂电感器的电压。{(dWCU)/(dt)=((iv)/2+idiff)((uD)/2-ev-udiff)
(dWCL)/(dt)=(-(iv)/2+idiff)((uD)/2+ev-udiff)(2)
2 换流器控制方法
前面所提到的换流器控制在仅使用单个桥臂情况下使用大量的子模块来工作。在不同方法中选择策略会对实施和运作产生综合性的影响。针对在高压上的应用,在性能和可实施复杂性上对四种不同的调制和控制策略进行描述和实验性比较。
第一选择策略是在没有反馈控制的情况下的直接调制作,它是作为以下解决方案的基础。控制器与调制器通讯产生一个基准电压,和一个用以确保子模块电容电压的平衡的选择过程。每个桥臂存储的能量通过一个增加基准源电路到电压控制器来平衡。另外两种策略中一个针对每个电容电压的测量,一个是针对总体能量的估计。最后,第四种策略是通过子模块电容电压反馈调制方式来分时控制内电压。
2.1 直接调制
直接调制是一种基于简单的脉冲宽度调制方法的开环调制器。2个桥臂电压由2个互补的基准正弦电压urefCU和urefCL控制。式(3)引用了输出电压振幅的调制系数m。当下一个子模块是被嵌入或旁路时,立即给出三角载波的比较。n为工作中的各桥臂子模块的数量。如果三角形的2个桥臂都是反相位,则生成的输出电压显示电平数为n+1,且上桥臂的内嵌子模块数与下桥臂子模块数相同。另一方面,如果各桥臂都使用相同的载体,则电压电平数会为2n+1。这样的特性有更好的输出电流。{urefCU=(UD)/2[1-mcos(ωnt)]
urefCL=(UD)/2[1+mcos(ωnt)](3)这个控制器具有很好的鲁棒性,且不用测量换流器的值就可以工作(除了排序算法的测量外)。但像
参考文献[4]和[12]中所示为了平衡各桥臂的子模块电容电压,这种控制方式须采取精确的排序和子模块筛选过程。选择的标准是依赖于对电容电压的简单比较以及就地执行现场可编程门阵列(FPGA)和调制器。
2.2 闭环控制
根据前面所描述的调制器,由2个电压ureg和udiffreg减去输出的基准电压erefv来控制管脚的总能量存储和各个桥臂间的平衡。如下式:{urefCU=(uD)/2-erefv-ureg-udiffreg
urefCL=(uD)/2+erefv-ureg-udiffreg(4)桥臂间的平衡依靠正弦输入来暂时性地驱动环路电流idiff的基频分量。控制器在
参考文献[9]中有详细的描述,其需要各桥臂所需的存储能量值,该值由子模块电容电压的测量提供。桥臂的环路电流受桥臂电感器的电压差udiff控制。
该控制器允许换流器运行在较高或较低的子模块电容电压下,在电平数增加的情况下允许较低的电压输出。该控制器还允许当输出频率低或子模块故障时,换流器能在桥臂的能量存储不平衡时运行。
2.3 开环控制
前面提到的控制器是基于各个桥臂中所有子模块电压的测量。当换流器有大量的子模块时会出现实现问题,会导致在控制器与调制器间有大量数据交换。出于这个原因,开环控制方式有利于估计总的电容电压,即桥臂的储能,通过测量其它量能与控制器更好连接。电压udiff需减去基准电压erefv如下式:{urefCU=(uD)/2-erefv-udiff
urefCL=(uD)/2+erefv-udiff(5)根据输出电流的测量值和直流母线电压的估计值得出该电压,如图2所示,其在
参考文献[11]中有详细描述。这种方法是基于描述换流器动态特性的稳态解方程,可提供在桥臂电流没有谐波分量下稳定运行。
图2 电容电压的开环控制
2.4 移相载波控制
另一种类型的控制器是基于移相载波,
参考文献[8]中有详细介绍。根据电容电压的测量值分别控制各个子模块。各个控制器产生一个唯一的电压ubalj到每个子模块的总的均衡电压uavgreg,如下式:{urefCUj=(uD)/(2n)-erefv-uavgreg-ubalj
urefCLj=(uD)/(2n)+erefv-uavgreg-ubalj(6)这种调制方式内在特性是输出电压的电平数为2n+1。单相电容电压的移相载波控制如图3所示。
该控制器展示出与之前控制方式相似的特性如总电压的控制和桥臂间的平衡。它不需要筛选过程,因为每个子模块都是单独受控的。不过需要花大量的努力来实现换流器和控制器间的通讯,所有的计算工作都必须在DSP内部进行,特别是使用大量子模块的时候。
图3 单相电容电压的移相载波控制
3 实验建立和结果
虽上述的拓扑模型是针对高电压的应用,但该模型已经缩小规定值。不过,缩小模型得到结果必须是有效的、定性的且也应能用于高压换流器中。主要是循环电流的比较,基准电压(能量)阶跃响应和负载阶跃响应。所有研究的控制器都是采用相同的电压电流输出。
3.1 模型评价
MMC拓扑具有一个巨大优势就是提供了利用低的设备开关频率和减至最小的切换损失的可能性。因此所有的控制器都使用子模块的平均开关频率为500 Hz来测试,这使得各桥臂的5个子模块都有相等的5 kHz输出开关频率。
3.2 直接调制
输出电压和电流以及环路电流波形都代表着稳定状态下2n+1电平数的调制结果。
在负载阶跃变化下直接调制有很好的鲁棒性。然而环路电流含有较高的二次谐波分量,这会导致较高的半导体损失和较大的电容电压振荡。
3.3 闭环控制
该控制器根据电容电压测量来估计桥臂中存储的能量,这在实际上需要大量的通讯数据,尤其是需要大量的子模块数的换流器。这些数据在DSP中处理后,为了即将到来的切换期需与系统进行通讯。如果换流器工作在较低的开关频率下,除非努力减小延时,否则闭环控制器的输出值将不可避免的带有一定量的延时。为了消除因闭环控制器的延时产生的非线性误差,尝试了开环控制器的研究。
3.4 开环控制
如上所述,开环控制由闭环控制演变而来。在
参考文献[11]中有对该控制方式的详细描述。桥臂能量的估算值补偿了因控制器产生的延时以及使系统稳定运行。环路电流i+1电平数的调制结果。
在负载阶跃变化下直接调制有很好的鲁棒性。然而环路电流含有较高的二次谐波分量,这会导致较高的半导体损失和较大的电容电压振荡。
3.3 闭环控制
该控制器根据电容电压测量来估计桥臂中存储的能量,这在实际上需要大量的通讯数据,尤其是需要大量的子模块数的换流器。这些数据在DSP中处理后,为了即将到来的切换期需与系统进行通讯。如果换流器工作在较低的开关频率下,除非努力减小延时,否则闭环控制器的输出值将不可避免的带有一定量的延时。为了消除因闭环控制器的延时产生的非线性误差,尝试了开环控制器的研究。
3.4 开环控制
如上所述,开环控制由闭环控制演变而来。在
参考文献[11]中有对该控制方式的详细描述。桥臂能量的估算值补偿了因控制器产生的延时以及使系统稳定运行。环路电流b>diff几乎是纯直流,与直接调制方式相比,其电容电压的脉动明显减小。
当负载突然变化时,估算量的响应变得具有决定意义。如图4所示,当桥臂产生能量阶跃响应时,环路电流暂时性地增加直流分量,这将会增加电容器中电荷存储。如图5所示,电容电压反应的速度很快且没有产生过冲。当维持精确的平衡时应归因于选择机制总是处于活跃状态。
图4 单相电容电压及能量存储
图5 桥臂电容的能量存储及电容电压基于PWM
3.5 基于脉冲宽度调制的移相载波
在
参考文献[5]和[8]中对该控制器的详细介绍以及对电机控制应用的讨论。这些文献中的实验都是采用较高的开关频率。
不过,主要目的是使用较低的开关频率来进行运行上的比较。PI控制器的调谐增益是,控制器的平均比例增益为0.25 A/V; 控制器的平均积分增益为20 A/Vs; 控制器内部电流的比例增益为0.5 V/A; 控制器内部电流的积分增益为160 V/As; 均衡比例增益为0.2。
负荷突然变化时,控制器的响应很好的高开关频率[5]。但是在这个方案测试中,电容电压的响应变得缓慢。如图6所示,输出波形并没有受到影响。结果显示负载的增加使得换流器的储能得到初步了控制,所以电容器必须是可被标寸的从而来承受住突然的放电。一个合适的解决方案是使用更多的增强型的控制器增益。但在这种情况下,系统不稳定且易受攻击。
在桥臂负荷能量的阶跃实验中,控制器可较快
图6 控制器的移相载波下桥臂能量阶跃的电容电压
图7 控制器的移相载波恢复后的电压及电流
恢复稳定(图6)且输出波形仍不受影响。一个小的超调量可以被观察到,但系统的一切会在0.5 s内恢复如图7所示。
在实现这个控制器的过程中出现了2个主要的问题。第1个问题类似于闭环控制器所面临的问题。它的PWM控制器同样也是基于反馈控制器,当它工作的频率过低时造成一个明显的缺点,就是产生内部的延时。第2个问题是在一些实验中均衡控制器响应失效,产生相反的效果。这种现象很难实现高的开关频率,它需要与物理环境更频繁地联系,从而使得响应速度更快。
4 结束语
通过采用每相10个子模块的10kVA模型,对这4种MMC控制方式进行了实验性的检验和研究。该项研究主要是基于子模块与桥臂电压均衡和环路电流控制。实验现象表明开环控制方式提供最快的桥臂电压响应,基于排序算法的平衡方式比为每个子模块使用专用电压控制器的方法更简单、更快速地实现控制功能。对于在高压应用上采用大量子模块会使得控制系统的复杂性变得庞大。在上述的解决方案中,实验清楚地表明了开环控制方式是最合适的控制方式。
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